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開關電源控制及觸發電路的設計(一)
控制及觸發電路的設計
電壓電流檢測
如圖3-7所示，電路的控制及觸發信號的產生均由DSP芯片產生。電路的控制很簡單，在DSP檢測到充電電容的電壓達到要求值后，關斷IGBT的驅動信號即可。其檢測信號由霍爾電壓傳感器來完成。霍爾電壓傳感器把檢測到的電壓信號經過A/D轉換器輸入到DSP內，DSP把進來的電壓信號與設定的信號進行比較，當電壓信號大于設定值時發出控制信號，關斷PWM波輸出。
圖3-11 霍爾傳感器
端子說明：
IN+：輸入電壓正；
IN–： 輸入電壓負；
+：正電源；
-：負電源；
M：輸出端；
⊥：公共地。
霍爾傳感器的輸出端M接A/D轉換器，把數字信號轉換為電壓信號輸入給DSP[10]。
輸出電流也采用霍爾電流傳感器采集信號，為DSP提供控制信號和保護信號.
IGBT的驅動
IGBT的驅動信號充分利用了DSP的功能，DSP產生PWM驅動信號，但此PWM信號的驅動能力較差，不能直接驅動IGBT。DSP的驅動信號需經放大信號放大在進行驅動。在此選富士電機公司的EXB841做為IGBT的驅動器。
EXB840（841）是高速型（最大40kHz 運行），其內部電路框圖如圖3-12所示。它為直插式結構，額定參數和運行條件可參考其使用手冊。
圖3-12 EXB系列集成驅動器的內部結構框圖
EXB系列驅動器的各引腳功能如下：
腳1：連接用于反向偏置電源的濾波電容器；
腳2：電源（ ＋20V ）；
腳3：驅動輸出；
腳４：用于連接外部電容器，以防止過流保護電路誤動作（大多數場合不需要該電容器）；
腳5：過流保護輸出；
腳6：集電極電壓監視；
腳7、8 ：不接；
腳9：電源；
腳10、11：不接；
腳14、15：驅動信號輸入（—，＋）[11]。
由于本系列驅動器采用具有高隔離電壓的光耦合器作為信號隔離，因此能用于交流380V的動力設備上。
IGBT 通常只能承受10s的短路電流，所以必須有快速保護電路。EXB系列驅動器內設有電流保護電路，根據驅動信號與集電極之間的關系檢測過電流，其檢測電路如圖3-13（a）。所示。當集電極電壓 高時，雖然加入信號也認為存在過電流，但是如果發生過電流，驅動器的低速切斷電路就慢速關斷IGBT，從而保證1GBT不被損壞。如果以正常速度切斷過電流，集電極產生的電壓尖脈沖足以破壞IGBT，關斷時的集電極波形如圖 3-13(b)所示。IGBT在開關過程中需要一個+15V電壓以獲得低開啟電壓，還需要一個-5V關柵電壓以防止關斷時的誤動作。這兩種電壓（＋15V和-5V）均可由20V供電的驅動器內部電路產生，如圖3-13(C)所示。
a)過電流檢測器 b）關斷時集電極電流波形 c）柵極電壓產生
圖3-13 過電流檢測及相關電流波形
DSP的選擇
目前市場上DSP品種繁多，數不勝數，僅是大的DSP生產廠家就有TI公司、Lucent.、T&T、AD、Motorola等公司，其中TI公司被公認為DSP領域的技術領導者和開拓者。本課題決定采用TI公司專為數字電機控制而設計的TMS320F240芯片。它采用CMOS集成電路技術。與所有的TMS320F2xx系列一樣，F240芯片具有高性能運算能力的16位定點DSP內核和高效的指令集。通過把一個高性能的DSP內核和微處理器的片內外圍設備集成為一個芯片的方案，F240成為傳統的徽處理器和昂貴的多片設計的一種廉價的替代品。每秒2k萬條指令的處理速度，使F240 DSP控制器可以遠遠超過傳統的16位微控制器和微處理器的性能。F240器件的16位定點DSP內核為模擬系統的設計者提供了一個不犧牲系統精度和性能的數字解決方案。TMS320F240外型見圖3-14。
TMS320F24具有一個32位的中央算術邏輯單元和累加器。CALU具有獨立的算術單元和輔助寄存器算術單元，執行一系列的算術和邏輯運算。乘法部分由乘法器、乘積寄存器(PREG)。暫存寄存器(TREG)和乘積移位器四部分組成。高速乘法器使F240可以高效地完成卷積、相關和濾波等數字信號處理中的基本運算。在將乘積寄存器的值送入CALU之前，乘積移位器將對乘積寄存器值進行定標操作。TMS320F240還包含輔助寄存器算術單元。這類算術單元獨立于CALU。ARAU的主要功能是對8個輔助寄存器(從AR0到AR7)執行算術操作，該操作可與CALU中的操作并行進行。
為加強信號處理能力，TMS320F240采用改進的哈佛結構，即獨立的程序和數據存儲空間和總線結構。程序總線傳輸程序存儲空間內的指令代碼和立即操作數，數據總線將數據存儲空間與CALU。輔助寄存器等部分連接到一起。而且程序和數據總線都可以在一個指令周期內將片內數據存儲器、片內或片外程序存儲器中的數據送入乘法器以完成一次乘加運算。TMS320F240具有很高的并行機制，數據在CALU中被處理的同時，在ARAU中還可以進行算術操作。這種并行機制的結果是在一個指令周期內可以完成一系列算術、邏輯和位操作。
圖3-14 DSP引腳圖
TMS320F240是該系列DSP控制器推出的第一個標準器件，它確定了單片數字電機控制器的標準。其指令執行速度是20MIP/S，幾乎所有的指令都可以在一個50ns的單周期內執行完畢。這種高性能使復雜控制算法的實時執行成為可能，例如自適應控制和卡爾曼濾波。非常高的采樣速率也可以用來使環路延遲達到最小。TMS320F240不僅有高速信號處理和數字控制功能所必需的體系結構特點，而且它有為電機控制應用提供單片解決方案所必需的外圍設備。F240是利用亞微米CMOS技術制造的，達到了較低的功耗。
作為一個系統管理者，DSP必須有強大的片內I/O端口和其他外圍設備。TMS320F240的時間管理器與其它任何DSP均不同，這個應用優化的外圍設備單元與高性能的DSP內核一起，使在所有類型電機的高精度、高效、全變速控制中使用先進的控制技術成為可能。事件管理器中包括一些專用的脈寬調制PWM發生函數。三個獨立的雙向定時器，每一個都有單獨的比較寄存器，可以用來支持產生不對稱的或對稱的PWM波形。
以下是F240的特點：
1．TMS320F2XX核心CPU
（1）32位的中央算術邏輯單元(CALU);
（2）32位加法器;
（3）16位X16位并行乘法器，32位乘積;
（4）三個定標移位寄存器;
（5）8個16位輔助寄存器，帶有一個專用的算術單元，用來做數據存儲器的間接尋址。
2．存儲器
（1）片內544 X 16位的雙端口數據/程序RAM;
（2）16K字X16位的片內PROM或閃存EPROM;
（3）224K字X16位的最大可尋址存儲器空間(64K字的程序空間，64K字的數據空間，64K字的I/O空間和32K字的全局空間)；
（4）有軟件等待狀態發生器的外部存儲器接口模塊，具有16位地址總線和16位數據總線；
（5）支持硬件等待狀態。
3．程序控制
（1）4級管道操作;
（2）8級硬件堆棧;
（3）六個外部中斷:電源驅動保護中斷、復位、非屏蔽中斷NMI和三個可屏蔽中斷。
4．指令系統
（1）與TMS320家族的C2X,C2XX,CSX定點產品在源代碼級兼容；
（2）單指令重復操作；
（3）單周期的乘法/加法指令；
（4）程序/數據管理的存儲器塊移動指令；
（5）牽引尋址功能；
（6）基于2快速傅立葉變換的位反轉索引尋址功能。
5．電源
（1）靜態CMOS技術；
（2）4種低電源模式以降低電源損耗；
（3）仿真:與片內掃描仿真邏輯相連的正EE標準11491測試訪問端口；
（4）速度:50ns(20MIPS)的指令周期，多數指令為單周期。
6．事件管理器
（1） 12個比較/脈寬調制(PWM)通道(其中9個相互獨立)；
（2）三個16位通用定時器，有6種工作棋式，包括連續遞增和連續加/減計數；
（3）三個16位全比較單元，有死區功能；
（4）三個16位簡單比較單元；
（5）四個捕獲單元，其中兩個有正交編碼器脈沖接口功能。
7．雙10位模數轉換器(ADC)。
8．28個獨立可編程的多路復用110引腳。
9．基于鎖相環的時鐘模塊。
10．帶實時中斷(RTI)的看門狗（WD）定時器模塊。
11．串行通訊接口(SCI)[12]。
PWM波的形成
PWM波形的產生主要利用了TMS32OF240的事件管理器模塊［１３］。現在重點介紹其中的通用定時器，與全比較和簡單比較單元相關的PWM單元。
事件管理器中有三個通用定時器。在實際應用中，這些定時器可以用作獨立的時間基準，如:控制系統中采樣周期的產生和為全比較單元以及相應的PWM電路產生比較/PWM輸出的操作提供時間基準。
其相關寄存器為16位的雙向計數器TXCNT.16位的周期寄存器TXPR和16位的比較控制器TXCMPR.(X=I,2,3)。通用定時器的輸入包括：內部CPU時鐘、外部時鐘以及復位信號等。其輸出包括:通用定時器比較/PWM
輸出以及和比較單元的匹配信號等。
通用定時器的計數方式有六種，分別為：停止/保持、單個遞增計數、連續遞增計數、雙向遞增/遞減計數、單個遞增/遞減計數以及連續遞增/遞減計數。
要產生一個PWM信號，需要有一個合適的定時器來重復產生一個與PWM周期相同的計數周期，一個比較寄存器來保持調制值。比較寄存器的值不斷與定時器計數器的值相比較，當兩個值匹配時，在響應的輸出上就會產生一個轉換。當兩個值之間的第二個匹配產生或一個定時器周期結束時，響應的輸出上會產生又一個轉換。通過這種方法，所產生的輸出脈沖的開關時間就會與比較寄存器的值成比例。
圖3-15 DSP內部PWM發生電路框圖
圖3-15所示為F240內部PWM控制信號發生電路框圖。
為了獲得對稱PWM輸出，我們在軟件上只須做以下工作：
（1）配置ACTR來定義全比較輸出引腳的極性；
（2）配置 COMCON來使能比較操作和禁止空間向量模式，并設置ACTR和CMPRX的重載條件為下溢；
（3）GP定時器1置為連續加/減計數模式并啟動操作。
另外，為了避免同一橋臂上串聯的兩個功率開關器件的開啟時間不會互相重疊以至擊穿，6路PWM脈沖還帶有可編程死區。設置死區定時器的控制寄存器(DBTCON)的相應位來確定死區時間[13]。
電路的理想波形
如下圖3-16所示，分別是諧振電流波形Z，及Z和Z的理想驅動波形。
圖3-16諧振電流波形及Z、和Z、Z的驅動波形
電源輸出波形如圖3-17。
圖3-17 電源輸出電流波形
脈沖電容的理想波形如下圖3-18。
圖3-18 脈沖電容C上的電壓
本章小結
本章主要介紹了高壓軟開關充電電源的設計過程。詳細討論了串聯負載型DC—DC變換電路的工作原理和三種工作方式，并指出串聯負載型DC—DC變換電路是最適合與給高壓脈沖電容充電的電路形式。本章還介紹了用霍爾傳感器進行電壓和電流的檢測方法，以及用EXB841對IGBT進行驅動的方法，以及用DSP產生PWM驅動信號所要做的工作。給出了充電電源的理想驅動波形和電容電壓波形。
結論
經過一個學期的學習和研究，我對開關電源的理論和設計方法有了更深刻的認識，結合作者在完成論文過程中所學到的知識及獲得的經驗，可得到以下結論：
1．串聯諧振開關電路工作于恒流源狀態。綜合考慮充電效率、電路實現難易程度、體積等該電路是最適合電容器充電的。在基本電路的基礎上進行技術革新,提高充電穩定度,能使其適應大范圍的重復頻率及儲能電容的容量變化。應用前景將十分廣泛是傳統充電電源的升級換代品。
2．采用了當前比較流行的PWM與諧振變換相結合的主電路拓撲結構實現軟開關，這大大減小了開關損耗。采用高頻開關功率DC/DC變換技術，從而大大減小了電源的體積和電源的噪聲，基本消除了噪聲對環境的污染。
3．采用DSP 技術應用于開關電源的控制系統，有效地簡化了線路設計、增加了輸出電流和電壓的穩定性、減少了輸出電流波形失真度，從而提供更加穩定、精確、高質量的電壓波形。同時，數字化的控制較模擬化控制更加智能化、網絡化，調節設計更加方便，滿足對高質量開關電源的可靠性和實時控制的要求。
本論文的完成過程只有一個學期，時間很短，加之本人知識水平有限，對各種開關電源的理解還不夠深入，所以論文只能在一個教淺的層面進行討論。特別是缺乏實踐經驗，使得所有的研究只限于理論，不足之處我深感遺憾，并爭取在今后的學習、工作中進一步提高認識，彌補欠缺。
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